6.5 恒包络连续相位调制

恒包络连续相位调制（Continuous Phase Modulation, CPM）是现代数字移动通信、卫星通信和遥测遥控系统中极其重要的一类调制技术。在非线性信道（如行波管放大器、各类饱和非线性功率放大器）中，普通调制信号（如 QPSK、QAM）剧烈的包络起伏会引发严重的 AM-AM（幅度-幅度失真） 与 AM-PM（幅度-相位失真），导致带外频谱急剧旁瓣再生（Spectral Regrowth），严重干扰相邻信道。

CPM 信号通过强制信号具有 严格恒定的物理包络 与 平滑连续的相位轨迹，彻底根除了包络波动，允许发射机射频功率放大器工作于最高效率的非线性饱和状态（如 $C$ 类功率放大器），同时带来高阶滚降（如 $f^{-4}$ 乃至指数衰减）的高阻带衰减特性。

本节系统剖析两类最具代表性的恒包络连续相位调制体制：最小移频键控（MSK） 与 高斯最小移频键控（GMSK）。

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6.5.1 最小移频键控（MSK）

1. MSK 的物理起源与参数约束

在 6.2 节中讨论连续相位 2FSK（CPFSK）时已知，两正弦载频信号在符号周期 $T_b$ 内保持相干正交的最小频率间隔为：

Δ f = |f₁ - f₂| = (1)/(2T_b)$$\Delta f=|f_1-f_2|=\frac{1}{2T_b}$$

图 6.5.1 2FSK 信号在相干解调下的最小正交频差 $\Delta f=1/(2T_b)$

在此临界正交频差下，调制指数定义为：

h = (Δ f)/(R_b) = Δ f · T_b = 1/2$$h=\frac{\Delta f}{R_b}=\Delta f\cdot T_b=\frac{1}{2}$$

由于 $h=0.5$ 是实现两相干载频正交的数学下限，且同时保证了相位轨迹的时间连续性，故称为最小移频键控（Minimum Shift Keying, MSK）。

MSK 的两个离散振荡频率关于中心载频 $f_c$ 对称分布：

f₁ = f_c + Δ f / 2 = f_c + (1)/(4T_b) f₂ = f_c - Δ f / 2 = f_c - (1)/(4T_b)$$\{\begin{array}{l}{f}_1=f_c+\Delta f/2=f_c+\frac{1}{4T_b}\\ f_2=f_c-\Delta f/2=f_c-\frac{1}{4T_b}\end{array}$$

峰值频偏为：

Δ F = (Δ f)/(2) = (1)/(4T_b)$$\Delta F=\frac{\Delta f}{2}=\frac{1}{4T_b}$$

图 6.5.2 利用压控振荡器（VCO, 调制指数 $h=0.5$）调频产生 MSK 信号原理

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2. MSK 时域表达式与相位轨迹

将输入的双极性基带数据序列记为 $a_n\in \{+1,-1\}$，基带信号为：

b(t) = ∑ₙ=-∞^(∞) aₙ g_T(t - nT_b)$$b(t)=\sum _{n=-\infty }^{\infty }{a}_n{g}_T(t-n{T}_b)$$

其中 $g_T(t)$ 为宽度为 $T_b$ 的矩形不归零脉冲：

g_T(t) = 1, & 0 ≤ t < T_b 0, & 其它$$g_T(t)=\{\begin{array}{ll}1,& 0\le t<T_b\\ 0,& \text{其它}\end{array}$$

将 $b(t)$ 馈入灵敏度为 $K_f=\frac{1}{4T_b}$ 的压控振荡器（VCO），其瞬间角频率与输出信号为：

ω(t) = 2π f_c + 2π K_f b(t) = 2π f_c + (π)/(2T_b) b(t)$$\omega (t)=2\pi f_c+2\pi K_{f}b(t)=2\pi f_c+\frac{\pi }{2T_b}b(t)$$ s_(MSK)(t) = A cos(2π f_c t + θ(t))$$s_{\text{MSK}}(t)=A\cos \left(2\pi f_{c}t+\theta (t)\right)$$

其中总附加相位 $\theta (t)$ 为输入频偏在历史时间上的积分：

θ(t) = 2π K_f ∫_(-∞)^(t) b(τ) dτ = (π)/(2T_b) ∫_(-∞)^(t) b(τ) dτ$$\theta (t)=2\pi K_f{\int }_{-\infty }^{t}b(\tau )\mathrm{d}\tau =\frac{\pi }{2T_b}{\int }_{-\infty }^{t}b(\tau )\mathrm{d}\tau$$

定义单元相位跃迁阶跃响应函数 $q(t)={\int }_{-\infty }^t{g}_T(\tau )\mathrm{d}\tau$：

q(t) = 0, & t < 0 (t)/(2T_b), & 0 ≤ t < T_b 1/2, & t ≥ T_b$$q(t)=\{\begin{array}{ll}0,& t<0\\ \frac{t}{2T_b},& 0\le t<T_b\\ \frac{1}{2},& t\ge T_b\end{array}$$

图 6.5.3 矩形频移脉冲 $g_T(t)$ 与其相位积分响应 $q(t)$

在任意第 $n$ 个比特区间 $n{T}_b\le t<(n+1)T_b$ 内，相位可精确分解为历史稳态累积项与当前码元的线性斜坡项：

θ(t) = θₙ + aₙ (π)/(2T_b)(t - nT_b), nT_b ≤ t < (n+1)T_b$$\theta (t)={\theta }_n+a_n\frac{\pi }{2T_b}(t-n{T}_b),n{T}_b\le t<(n+1)T_b$$

其中历史累积初始相位 ${\theta }_n$ 为：

θₙ = θ(nT_b) = θ₀ + (π)/(2) ∑ₖ=-∞ⁿ-1 aₖ$${\theta }_n=\theta (n{T}_b)={\theta }_0+\frac{\pi }{2}\sum _{k=-\infty }^{n-1}{a}_k$$

这表明：在每一个符号周期 $T_b$ 内，MSK 信号的附加相位 $\theta (t)$ 呈斜率固定为 $\pm \frac{\pi }{2T_b}$ 的严格直线段变化，单码元内总相位增量恰好为 $\pm \frac{\pi }{2}$。

相位树与相位网格（Phase Trellis）

由于每一个码元贡献 $\pm \frac{\pi }{2}$ 的相位偏移，各码元边界时刻 $t=n{T}_b$ 处的相位具有强烈的状态记忆性：

• 当 $n$ 为偶数时：${\sum }_k{a}_k$ 的奇偶性使得 $\theta (n{T}_b)\equiv 0$ 或 $\pi (\mathrm{mod}2\pi )$；
• 当 $n$ 为奇数时：$\theta (n{T}_b)\equiv \pm \frac{\pi }{2}(\mathrm{mod}2\pi )$。

图 6.5.4 MSK 随输入码元演化的相位树（Phase Tree）与模 $2\pi$ 约束相位网格图（Phase Trellis）

图 6.5.5 MSK 相位路径：相位轨迹平滑连续，杜绝瞬时相位突跳

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3. MSK 的正交分解表示与恒包络机理

利用三角恒等式将 $s_{\text{MSK}}(t)$ 展开为同相（In-phase）与正交（Quadrature）分量：

s_(MSK)(t) = A cosθ(t) cos(2π f_c t) - A sinθ(t) sin(2π f_c t)$$s_{\text{MSK}}(t)=A\cos \theta (t)\cos (2\pi f_{c}t)-A\sin \theta (t)\sin (2\pi f_{c}t)$$

通过严密代数推导，在区间 $n{T}_b\le t<(n+1)T_b$ 内，将 $t$ 坐标系拆分为偶数周期与奇数周期，MSK 信号可等价表示为带有半正弦脉冲成形的正交错位调制：

s_(MSK)(t) = A [ a_I(t) cos((π t)/(2T_b)) cos(2π f_c t) - a_Q(t) sin((π t)/(2T_b)) sin(2π f_c t) ]$$s_{\text{MSK}}(t)=A\left[a_I(t)\cos \left(\frac{\pi t}{2T_b}\right)\cos (2\pi f_{c}t)-a_Q(t)\sin \left(\frac{\pi t}{2T_b}\right)\sin (2\pi f_{c}t)\right]$$

式中：

1. $a_I(t)$ 为由输入比特序列抽取的同相支路码元，符号宽度为 $T_s=2T_b$，在时钟点 $2k{T}_b$ 处发生电平翻转；
2. $a_Q(t)$ 为正交支路码元，符号宽度同为 $T_s=2T_b$，但发生电平翻转的时钟点错开 $T_b$（位于 $(2k+1)T_b$ 处）；
3. $a_I(t),a_Q(t)\in \{+1,-1\}$。

严格恒包络性质的证明

考察合成基带复包络的幅度：

R(t) = A √([a_I(t) cos((π t)/(2T_b))]² + [a_Q(t) sin((π t)/(2T_b))]²)$$R(t)=A\sqrt{{\left[a_I(t)\cos \left(\frac{\pi t}{2T_b}\right)\right]}^2+{\left[a_Q(t)\sin \left(\frac{\pi t}{2T_b}\right)\right]}^2}$$

由于 $a_I^2(t)\equiv 1$ 且 $a_Q^2(t)\equiv 1$，得：

R(t) = A √(cos²((π t)/(2T_b)) + sin²((π t)/(2T_b))) ≡ A = 常数$$R(t)=A\sqrt{{\cos }^2\left(\frac{\pi t}{2T_b}\right)+{\sin }^2\left(\frac{\pi t}{2T_b}\right)}\equiv A=\text{常数}$$

结论：MSK 信号在任意时刻的瞬时包络恒定为 $A$，完全无任何幅度起伏，彻底免疫功放非线性导致的互调失真。

图 6.5.6 MSK 信号产生的两类经典架构：(a) 差分预编码正交调制法；(b) 交叉乘积直接合成法

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4. MSK 的功率谱密度与高滚降特性

在正交分解形式下，MSK 的等效基带成形脉冲为宽度为 $2T_b$ 的半周期余弦波：

g(t) = cos((π t)/(2T_b)), & -T_b ≤ t < T_b 0, & 其它$$g(t)=\{\begin{array}{ll}\cos \left(\frac{\pi t}{2T_b}\right),& -T_b\le t<T_b\\ 0,& \text{其它}\end{array}$$

其傅里叶变换频谱为：

G(f) = ∫_(-T_b)^(T_b) cos((π t)/(2T_b)) e⁻j 2π f t dt = (4T_b)/(π) (cos(2π f T_b))/(1 - (4f T_b)²)$$G(f)={\int }_{-T_b}^{T_b}\cos \left(\frac{\pi t}{2T_b}\right)e^{-j2\pi ft}\mathrm{d}t=\frac{4T_b}{\pi }\frac{\cos (2\pi f{T}_b)}{1-(4f{T}_b{)}^2}$$

由于同相与正交两支路数据在统计上相互独立且等概零均值，代入随机脉冲序列功率谱公式可得 MSK 带通功率谱密度：

P_(MSK)(f) = (16 A² T_b)/(π²) [ (cos(2π (f - f_c) T_b))/(1 - 16(f - f_c)² T_b²) ]²$$P_{\text{MSK}}(f)=\frac{16A^2{T}_b}{{\pi }^2}{\left[\frac{\cos (2\pi (f-f_c)T_b)}{1-16(f-f_c{)}^2{T}_b^2}\right]}^2$$

图 6.5.7 MSK 与 QPSK / OQPSK 的归一化单边带功率谱密度对比

MSK 与 QPSK 的频域特性深度剖析

1. 主瓣宽度：
   • MSK 的第一谱零点出现在 $f-f_c=\frac{3}{4T_b}=0.75R_b$，主瓣双边带宽为 $B_{\text{main}}=1.5R_b$；
   • QPSK / 2PSK 的第一谱零点位于 $f-f_c=0.5R_b$，主瓣带宽为 $1.0R_b$。MSK 的主瓣宽度比 QPSK 宽 $50\%$。
2. 高频旁瓣滚降速率（渐进阻带衰减）：
   • 当 $|f-f_c|\gg R_b$ 时，QPSK 的 sinc 谱包络以 $f^{-1}$ 衰减，功率谱密度以 $f^{-2}$（$-20\text{ dB/十倍频}$ 或 $-6\text{ dB/倍频程}$） 缓慢衰减；
   • MSK 的分母包含 $f^2$ 项，其功率谱密度以 $f^{-4}$（$-40\text{ dB/十倍频}$ 或 $-12\text{ dB/倍频程}$） 极其迅速地衰减！
3. 带外能量辐射限制：
   • 包含 $99\%$ 辐射功率的带宽限制：QPSK 为 $8.0R_b$，而 MSK 仅为 $1.2R_b$！
   • MSK 绝大部分能量极端紧凑地汇聚于中心主瓣周围，大幅削减了对相邻信道的邻频干扰（ACI）。

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5. MSK 最佳相干接收机与误码率性能

MSK 信号由两个相差 $T_b$ 的正交载波分量构成，在加性高斯白噪声信道（AWGN）中，可采用由两个独立匹配滤波器构成的并联解调器进行最佳接收。

图 6.5.8 MSK 最佳相干解调接收机原理结构

两正交支路的相干本地参考信号分别为：

r_I(t) = cos((π t)/(2T_b)) cos(2π f_c t) r_Q(t) = sin((π t)/(2T_b)) sin(2π f_c t)$$\{\begin{array}{l}{r}_I(t)=\cos \left(\frac{\pi t}{2T_b}\right)\cos (2\pi f_{c}t)\\ r_Q(t)=\sin \left(\frac{\pi t}{2T_b}\right)\sin (2\pi f_{c}t)\end{array}$$

由于每个支路的积分判决时间跨度为 $2T_b$，每个支路接收到的单符号能量为 $E_s=2E_b$。对同相支路与正交支路分别在各自的最佳抽样判决时刻独立判决，单路误符号率为：

Pₑ = Q(√((2Eₛ)/(N₀))) = Q(√((2(2E_b))/(2N₀))) = Q(√((2E_b)/(N₀)))$$P_e=Q\left(\sqrt{\frac{2E_s}{N_0}}\right)=Q\left(\sqrt{\frac{2(2E_b)}{2N_0}}\right)=Q\left(\sqrt{\frac{2E_b}{N_0}}\right)$$

因为两支路信号在时间上交替交错 $T_b$，输出解调合成后的总误比特率（BER）恰好等于单支路误码率：

P_b = Q(√((2E_b)/(N₀))) = 1/2 operatornameerfc(√((E_b)/(N₀)))$$P_b=Q\left(\sqrt{\frac{2E_b}{N_0}}\right)=\frac{1}{2}\mathrm{erfc}\left(\sqrt{\frac{E_b}{N_0}}\right)$$

核心结论：MSK 的性能巅峰

MSK 在物理层实现了三大极致特性的完美兼备：

1. 恒定包络：包络波动严格为 0 dB，完全适应高能效非线性饱和功放；
2. 频谱洁净：带外功率谱以 $f^{-4}$ 滚降，99% 能量集中在 $1.2R_b$ 内；
3. 抗噪性能无损：其误比特率公式与理想双极性 2PSK 和四相 QPSK 完全数学等价，无需付出额外的信噪比代价！

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6.5.2 高斯最小移频键控（GMSK）

1. GMSK 的工程动因与预滤波机制

尽管 MSK 的旁瓣衰减速率达 $f^{-4}$，但在信道间隔极其狭窄的蜂窝蜂窝移动通信制式（如 GSM、DECT）中，为了达到严格的相邻信道泄漏比（ACLR $\le -60\text{ dB}$）指标，MSK 的第一旁瓣（约为 $-23\text{ dB}$）仍然过高。

1981年，日本学者室田和昭（$K$. Murota）与平出贤吉（$K$. Hirade）提出了 高斯最小移频键控（Gaussian Minimum Shift Keying, GMSK）：在 MSK 调制器前置串入一个高斯低通预滤波器（GLPF）。

图 6.5.9 GMSK 信号产生的基本物理架构：高斯低通预滤波 + 连续相位调制

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2. 高斯滤波器的冲激响应与成形脉冲

理想高斯低通滤波器的传输特性函数具有高斯钟形分布：

H(f) = exp(-α² f²) = exp(-(ln 2)/(2)(f/B)²)$$H(f)=\exp \left(-{\alpha }^2{f}^2\right)=\exp \left(-\frac{\ln 2}{2}{\left(\frac{f}{B}\right)}^2\right)$$

式中 $B$ 为滤波器的 $3\text{ dB}$ 截止带宽，此时 $H(B)=\exp (-\frac{\ln 2}{2})=\frac{1}{\sqrt{2}}$。

对其求傅里叶逆变换，得到高斯滤波器的单位冲激响应：

h(t) = (√(2π))/(α) exp(-(2π² t²)/(α²)) = (1)/(√(2π)σ) exp(-(t²)/(2σ²))$$h(t)=\frac{\sqrt{2\pi }}{\alpha }\exp \left(-\frac{2{\pi }^2{t}^2}{{\alpha }^2}\right)=\frac{1}{\sqrt{2\pi }\sigma }\exp \left(-\frac{t^2}{2{\sigma }^2}\right)$$

参数常量为：

α = (√(ln 2))/(√(2) B), σ = (√(ln 2))/(2π B)$$\alpha =\frac{\sqrt{\ln 2}}{\sqrt{2}B},\sigma =\frac{\sqrt{\ln 2}}{2\pi B}$$

单个宽度为 $T_b$、幅度为 $1$ 的矩形脉冲 $g_T(t)$ 经高斯低通滤波器激励后，输出的频率成形脉冲 $g(t)=g_T(t)\ast h(t)$ 可解析表示为误差函数：

g(t) = (1)/(2T_b) [ Q(2π B (t - T_b/2)/(√(ln 2))) - Q(2π B (t + T_b/2)/(√(ln 2))) ]$$g(t)=\frac{1}{2T_b}\left[Q\left(2\pi B\frac{t-T_b/2}{\sqrt{\ln 2}}\right)-Q\left(2\pi B\frac{t+T_b/2}{\sqrt{\ln 2}}\right)\right]$$

工程上常用无量纲的归一化带宽参数 $B{T}_b$ 来表征该滤波器的特性。例如 GSM 标准中严格指定：

B T_b = 0.3$$B{T}_b=0.3$$

图 6.5.10 $B{T}_b=0.3$ 时成形脉冲 $g(t)$ 的时间扩展特性

图 6.5.11 频率成形脉冲 $g(t)$ 及其连续相位响应 $q(t)={\int }_{-\infty }^{t}g(\tau )\mathrm{d}\tau$

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3. GMSK 的眼图、相位路径与受控码间串扰（Controlled ISI）

由图 6.5.10 可见：当 $B{T}_b=0.3$ 时，脉冲 $g(t)$ 的有效时域宽度从原来的 $1T_b$ 展宽至约 $3\sim 4T_b$。 这意味着当前码元的脉冲响应会越界扩散至前后的邻近码元区间内，从而人为引入了受控的码间串扰（Controlled Inter-Symbol Interference, ISI）。

图 6.5.12 $B{T}_b=0.3$ 时 GMSK 信号眼图：受控码间串扰导致眼图张开度局部收缩

图 6.5.13 GMSK 信号的连续光滑相位路径：转折角被高斯阻尼圆滑消除

受控码间串扰消除了 MSK 相位网格在节点处的尖锐折角，使得相位的导数（即瞬时频偏）连续且无限阶可导，这为频域阻带的超深衰减奠定了数理基础。

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4. GMSK 功率谱密度的极限制导

通过高斯预滤波，GMSK 信号的功率谱旁瓣以惊人的速率向下坍塌：

图 6.5.14 不同 $B{T}_b$ 参数下 GMSK 与 MSK、TFM 的功率谱密度对比

从图 6.5.14 可以观察到明显的工程规律：

1. $B{T}_b=\infty$ 即为常规 MSK，在偏移载频 $2R_b$ 处的旁瓣电平约为 $-32\text{ dB}$；
2. 当 $B{T}_b=0.5$ 时，在 $2R_b$ 处旁瓣已压低至 $-50\text{ dB}$；
3. 当 $B{T}_b=0.3$（GSM 标准）时，在 $2R_b$ 处旁瓣深陷至 $-70\text{ dB}$ 以下！其阻带能量衰减速率接近高斯函数的指数衰减，彻底解决了移动通信大容量密集组网下的同频/邻频干扰瓶颈。

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5. 洛朗（Laurent）线性分解与调制发射机实现

在数学上，GMSK 本质上是非线性调制体制。然而，1986年 Pierre A. Laurent 在其奠基性论文中证明：任何二进制单极性/双极性连续相位调制（CPM）信号，均可精确展开为有限项幅度调制脉冲（PAM）序列的线性叠加。

对于关联截断长度为 $L=3$（$B{T}_b=0.3$）的 GMSK 信号，洛朗分解可表示为 $2^{L-1}=4$ 个成形分量的叠加：

s_(GMSK)(t) = ∑ₖ=0²^(L-1)-1 ∑ₙ=-∞^(∞) Cₖ,n hₖ(t - nT_b)$$s_{\text{GMSK}}(t)=\sum _{k=0}^{2^{L-1}-1}\sum _{n=-\infty }^{\infty }{C}_{k,n}{h}_k(t-n{T}_b)$$

其中 $h_0(t)$ 称为主脉冲（Principal Component），其余 $h_1(t),h_2(t),h_3(t)$ 称为次级脉冲。

图 6.5.15 洛朗分解的主成形脉冲 $c_0(t)$ 与次级脉冲 $c_1(t)$ 的时域波形

主脉冲能量压倒性优势

数值积分表明：在 $B{T}_b=0.3$ 时，主脉冲 $c_0(t)$ 集中了 GMSK 超过 $99.9\%$ 的总辐射能量！次级脉冲的能量占比低于 $0.1\%$。 因此在工程实现中，完全可以略去所有高阶次级脉冲，将 GMSK 高度精确地近似为等效的线性偏置正交相移键控（OQPSK）信号：

s_(GMSK)(t) ≈ ∑ₙ jⁿ dₙ c₀(t - nT_b) e^(j 2π f_c t)$$s_{\text{GMSK}}(t)\approx \sum _n{j}^n{d}_n{c}_0(t-n{T}_b)e^{j2\pi f_{c}t}$$

为消除解调时的符号记忆并适应直接相干接收，通常在发射端前置差分预编码器（Differential Precoding）：

图 6.5.17 GMSK 差分预编码逻辑框图

基于此线性分解与相位累加查找机制，现代全数字 GMSK 调制器普遍采用 ROM 查表法 或 数字正交调制法：

图 6.5.18 基于 ROM 查找表与直接数字合成（DDS）的 GMSK 正交调制架构

图 6.5.19 GMSK 正交模拟/数字上变频发射架构

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6. GMSK 接收解调与误码率性能

图 6.5.20 GMSK 同相支路与正交支路的基带波形与最佳抽样判决时刻

由于洛朗主脉冲 $c_0(t)$ 的主导地位，GMSK 的接收机可采用与 MSK / OQPSK 完全兼容的低复杂度正交相关解调结构：

图 6.5.21 GMSK 正交相干接收机方框图与判决再生

抗噪性能代价评估

由于高斯滤波器引入了受控的码间串扰（眼图张开度减小），相干解调时抗加性高斯白噪声的等效信噪比会有微小恶化：

P_b ≈ Q(√(2 γ (E_b)/(N₀)))$$P_b\approx Q\left(\sqrt{2\gamma \frac{E_b}{N_0}}\right)$$

其中 $\gamma <1$ 称为码间串扰衰落因子（Degradation Factor）：

• 当 $B{T}_b=\infty$（MSK）时：$\gamma =1.0$（$0\text{ dB}$ 损耗）；
• 当 $B{T}_b=0.5$ 时：$\gamma \approx 0.95$（损耗仅约 $0.2\text{ dB}$）；
• 当 $B{T}_b=0.3$ 时：$\gamma \approx 0.79\sim 0.85$（解调损耗约为 $0.7\sim 1.0\text{ dB}$）；若采用基于维特比算法的最大似然序列估计（MLSE）均衡器消除受控 ISI，损耗可进一步收窄至 $0.2\text{ dB}$ 以内。

总结：MSK 与 GMSK 特征指标对比

特性指标	2PSK / QPSK	MSK ($h=0.5$)	GMSK ($B{T}_b=0.3$)
包络特征	存在零点下陷与剧烈起伏	严格恒定包络（0 dB）	严格恒定包络（0 dB）
相位连续性	存在 $180^{\circ }/90^{\circ }$ 突跳	严格连续，导数分段常数	严格连续且无限阶平滑
主瓣宽度	$1.0R_b$	$1.5R_b$	约 $1.2\sim 1.4R_b$
阻带滚降速率	$f^{-2}$ ($-20\text{ dB/dec}$)	$f^{-4}$ ($-40\text{ dB/dec}$)	指数级快速滚降（$<-70\text{ dB}$）
99% 能量带宽	$8.0R_b$	$1.2R_b$	$0.86R_b$
码间串扰（ISI）	理想无 ISI	无 ISI	受控 ISI（扩散至 $3\sim 4T_b$）
相干误码率 (AWGN)	$Q(\sqrt{2E_b/N_0})$	$Q(\sqrt{2E_b/N_0})$	仅损耗约 $0.7\sim 1.0\text{ dB}$（可均衡弥补）
功率放大器适用	必须高度线性化（A/AB 类）	高能效饱和功放（$C$ 类）	高能效饱和功放（$C$ 类）

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6.5 恒包络连续相位调制 课后习题与自测